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北京（UPS电源）C6KS -北京城堡（Caste）系列在线式UPS，与在线互动式或后备式UPS相比，北京C6KS在线式UPS能够为

负载提供更佳的电源环境，无论从稳压输出范围、频率范围、输入杂讯的滤除，乃至市电模式与电池模式零转换时间等方

面考虑，在线式均是佳的UPS结构，因此，重要的设备，或是对电力环境要求苛刻的设备几乎都应选用在线式UPS。

北京C6KS 全国联保-三年免费质保 （北京UPS电源整机质保叁年，内置电池机型内置的电池质保壹年（北京UPS型号说明:

比如C6KS和C6K，C代表是C系列的产品，6K，代表功率是6KVA, K后面带S的：如C6KS表示为长效机型，简称长机，必须依

靠外接蓄电池组才能工作，延时时间长可以达到14小时，根据外接蓄电池的容量而定，K后面没有任何标示的：如C6K标

示为标准机型，简称标机，标机是内置电池的，电池内置于UPS电源主机里面，延时时间一般10-20分钟左右，根据实际带

载而定。）

逆变电源将直流电转化为交流，功率晶体管T1、T3和T2、T4交替开通得到交流电力，若直流电压较低，则通过交流变压器升压，即得到标准交流电压和频率。对大容量的逆变电源，由人直流母线电压较高，交流输出一般不需要变压器升压即能达到220V，在中、小容量的逆变电源中，由于直流电压较低，如12V、24V，就必须设计升压电路。 中、小容量逆变电源一般有推挽逆变电路、全桥逆变电路和高频升压逆变电路三种。推挽电路，将升压变压器的中性抽头接于正电源，两只功率管交替工作，输出得到交流电力，由于功率晶体管共地边接，驱动及控制电路简单，另外由于变压器具有一定的漏感，可限制短路电流，因而提高了电路的可靠性。其缺点是变压器利用率低，带动感性负载的能力较差。 全桥逆变电路克服了推挽电路的缺点，功率晶体管T1、T4和T2、T3反相，T1和T2相位互差180度。调节T1和T2的输出脉冲宽度，输出交流电压的有效值即随之改变。由于该电路具有能使T2和T4共同导通的功能，因而具有续流回路，即使对感性负载，输出电压波形也不会畸变。该电路的缺点是上、下桥臂的功率晶体管不共地，因此必须采用专门驱动电路或采用隔离电源。另外，为防止上、下桥臂发生共同导通，在T1、T4及T2、T3之间必须设计先关断后导通电路，即必须设置死区时间，其电路结构较复杂。 推挽电路和全桥电路的输出都必须加升压变压器，由于工频升压变压器体积大，效率低，价格也较贵，随着电力电子技术和微电子技术的发展，采用高频升压变换技术实现逆变，可实现高功率密度逆变，这种逆变电路的前级升压电路采用推挽结构，但工作频率均在20KHZ以上，升压变压器采用高频磁芯材料，因而体积小／重量轻，高频逆变后经过高频变压器变成高频交流电，又经高频整流滤波电路得到高压直流电（一般均在300V以上）再通过工频逆变电路实现逆变。 采用该电路结构，使逆变虬路功率密度大大提高，逆变电源的空载损耗也相应降低，效率得到提高，该电路的缺点是电路复杂，可靠性比上述两种电路低。 上述几种逆变电源的主电路均需要有控制电路来实现，一般有方波和正弱波两种控制方式，方波输出的逆变电源电路简单，成本低，但效率低，谐波成份大。正弦波输出是逆变电源的发展趋势，随着微电子技术的发民，有PWM功能的微处理器也已问世，因此正弦波输出的逆变技术已经成熟。 1、方波输出的逆变电源目前多采用脉宽调制集成电路，如SG3525，T494等。实践证明，采用SG3525集成电路，并采用功率场效应管作为开关功率元件，能实现性能价格比较高的逆变电源，由于SG3525具有直接驱动功率场效应管的能力并具有内部基准源和运算放大器和欠压保护功能，因此其外围电路很简单。 2、正弦波输出的逆变电源控制集成电路 正弦波输出的逆变电源，其控制电路可采用微处理器控制，如INTE公司生产的80C196MC、摩托罗拉公司生产的MP16以及MI－CROCHIP公司生产的PIC16C73等，这些单片机均具有多路PWM发生器，并可设定上、上桥臂之间的死区时间，采用INTE公司80C196MC实现正弦波输出的电路，80C196MC完成正弦波信号的发生，并检测交流输出电压，实现稳压。 

逆变电源的主功率元件的选择至关重要，目前使用较多的功率元件有达林顿功率晶体管（BJT），功率场效应管（MOSFET），绝缘栅晶体管（IGBT）和可关断晶闸管（GTO）等，在小容量低压系统中使用较多的器件为MOSFET，因为MOSFET具有较低的通态压降和较高的开关频率，在高压大容量系统中一般均采用IGBT模块，这是因为MOSFET随着电压的升高其通态电阻也随之增大，而IGBT在中容量系统中占有较大的优势，而在特大容量（100KVA以上）系统中，一般均采用GTO作为功率元件。  

图3-3SKY65137-11单元电路

很容易发现，SKY65137-11的PA_EN这个引脚是通过一个eveShift电路直接与AR9220的控制引脚进行连接，这样，AR9220控制引脚的微弱扰动就可以触发PA，所以会导致静态情况下PA发热。

解决办法：在PA_EN引脚处用一颗10K电阻下拉倒地，使常态下PA处于关闭状态。

通过上述办法，解决了PA的发热问题

3.4.某无线网卡Caibrate不准

现象：该无线网卡经Caibrate之后，实际输出功率与TargetPower不一致。

首 先经过排查，确定不是Cabeoss与ART的设定问题。该无线网卡的RF部份是我们自主设计的，有太多不确定的因素，这里不进行深入的分析。在 3.2中已经讨论过，Atheros的方案通过检测PA的输出功率对应的电压值来实现输出功率的稳定；静态情况下，若PA无输出功率，则对应的电压值为 零。通过检测，发现SKY65135-21（2.4GHzPA）在静态下输出的V-Detect并不是零，而是零点几伏的电压值，这可能是PA自身的问题 造成的，也正是这个原因，导致了该无线网卡的Caibrate不准的问题。我们都知道二极管的单向导电特性，为了防止该无线网卡的2.4GHz与5GH 频段在Caibrate过程中相互影响，可以通过二极管将其分开。在该无线网卡后续的版本中，我们就是采用了这种方式，可以很好的解决 Caibrate不准的问题。

3.5.某无线AP无输出信号

现象：ART运行一切正常，用VSA观察，无任何输出信号。

回 忆3.1中讲解的内容，我们提到了点测法，个人认为，点测法是解决类似这种问题的快手段，在使用ART进行ContinueTx的情况下，使用探针依次 检测Transceiver输出端，PA输入端，PA输出端，低通滤波器输出端，T/RSwitch输入端及T/RSwitch输出端，一般来说，检测这 些点已经足够了。

按照上述的方法，我们依次检测Tx回路的各点（以2.4GHz链路0为例），如图3-4所示。

图3-42.4GHz0链路检测点

在 实际的检测过程中，发现在T/RSwitch输入端有信号，也即C379处有正常的RF信号，但是在T/RSwitch输出端无信号，查阅T /RSwitchuPG2179的Datasheet，发现，此时的控制信号与预想的不符，细节部分读者请参阅uPG2179Datasheet与 AR9280（此项目的Transceiver）的参考设计。