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Honeywell 51402755-100

作为逆变电路中的核心部件——大功率开关器件，一般分为三大类型，即双极型、单极型和混合型。双极型GTO、GTR、SITH等；单极型有功率MOSFET、SIT等；混合型有IGBT、MGT（MOS门极晶体管）等。这些大功率器件的运行状态及安全性直接决定了变频器和逆变器性能的优劣，而性能良好的驱动电路又是开关器件安全可靠运行的重要保障。本文重点介绍GTR的基极驱动电路。
大功率晶体管（GiantTransistor—GTR）也称巨型晶体管，是三层结构的双极全控型大功率高反压晶体管，它具有自关断能力，控制十分方便，并有饱和压降低和比较宽的安全工作区等优点，在许多电力变流装置中得到了应用。
在电力电子装置中，GTR主要工作在开关状态。GTR是一种电流控制型器件，即在其基极注入电流IB后，集电极便能得到放大了的电流IC，电流放大倍数由hFE来评价。对于工作在开关状态的GTR，关键的技术参数是反向耐压VCE和正向导通电流IC。由于GTR不是理想的开关，当饱和导通时，有管压降VCES，关断时有漏电流ICEO；加之开关转换过程中具有开通时间ton。（含延迟时间td和上升时间tr），关断时间toff（含存贮时间ts和下降时间tf），因此使用GTR时，对其集电极功耗PC与结温Tjm也应给予足够的重视。
2基极驱动电路设计原则
GTR基极驱动电路和性能直接影响着GTR的工作状况，因此在设计基极驱动电路时应考虑以下两点：**化驱动方式和自动**保护。
所谓**化驱动，就是以理想的基极驱动电流波形去控制GTR的开关过程，以便提高开关速度，减小开关损耗。理想的基极驱动电流波形如图1所示。由图1可以看出，为加快开通时间和降低开通损耗，正向基极电流在开通初期不但要求有陡峭的前沿，而且要求有一定时间的过驱动电流IB1。导通阶段的基极驱动电流IB2应使GTR恰好维持在准饱和状态，以便缩短存储时间ts。一般情况下，过驱动电流IB1的数值选为准饱和基极驱动电流值IB2的3倍左右，过驱动电流波形前沿应控制在0.5μs以内，其宽度控制在2μs左右。关断GTR时，反向基极驱动电流IB3应大一些，以便加快基区中载流子的抽走速度，缩短关断时间，减小关断损耗，实际应用中，常选IB3=IB1或更大一些。这种基极驱动波形一般由加速电路和贝克箝位电路来实现。

另外，GTR的驱动电路还应有自保护功能，以便在故障状态下能**自动切除基极驱动信号，以避免GTR的损坏。保护电路的类型有多种，根据器件及电路的不同要求可进行适当的选择。为了提高开关速度，可采用抗饱和保护电路；要保证开关电路自身功耗低，可采用退饱和保护电路；要防止基极欠驱动导致器件过载状态，可采用电源电压监控保护。此外，还有脉冲宽度限制电路以及防止GTR损坏的过压、过流、过热等保护电路。
基极驱动电路构成形式很多，归结起来有三个明显的趋势：
1）为了提高工作速度，都以抗饱和贝克箝位电路作为基本电路；
2）不断完善和扩大自动保护功能；
3）在开通和关断速度方面不断加以改进和完善。
3基极驱动电路一例
3.1电路组成与功能
下面介绍一种实用高效自保护基极驱动电路，它不但能维持GTR工作在准饱和状态，而且可以对GTR的过载提供**可靠的保护，防止GTR进入放大区。另外可以改善GTR的开关特性，缩短开关时间，降低驱动功率，提高驱动效率，具体电路如图2所示。它主要由信号隔离电路，退饱和检测电路，控制信号综合电路和具有反偏压的自适应输出电路组成。信号隔离电路由光电耦合器BD构成，实现逻辑控制电路与驱动电路之间的电气隔离；退饱和检测电路由二极管D6和电压比较器A1组成。当GTR的集?射极电压VCE高于某一规定值时，电压比较器A1输出过载保护信号。控制信号的综合电路由三极管V1构成。其功能是将正常的开关驱动信号与退饱和禁止信号叠加处理后送至输出级。具有反偏压的自适应输出驱动级由三级管V3、V4，二极管D7、D8、D9，电容器C2等元器件组成，它的功能是提高开关速度和产生反偏压驱动波形。
3.2驱动电路的工作原理
当输入信号Vin为高电平时，光耦截止，B点近似等于电源电压，A点为R3与R4的分压电平，则VB>VA，电压比较器输出端C为低电平，三极管V1截止，V2导通，V3、V4截止，从而GTR截止。
当输入信号Vin由高电平变为低电平时，光耦输出由截止变为导通。C1经R8、D3进行充电，利用电容二端的电压不能突变的特点，V2的基极电位也变为零，V2截止，V3、V4导通，经过加速网络C2、R12使GTR迅速饱和导通；当GTR导通后，它的VCE随之下降，D6导通，使B点的电位箝位于VB=VCE<VA，电压比较器A1输出端C变为高电平，使V1导通，V2的基极电位维持在地电位上；维持V2截止，V3、V4导通。同时V1的导通给C1提供了放电回路，使电容C1的两端电压下降为零，为下次工作做准备。
当Vin由低电平变为高电平时，光耦输出级由导通变为截止，使D1导通，D2截止，重新使VB>VA，C点输出低电平，V1截止，V2导通，由C2、V5、D10、D9等组成的反偏电路使GTR迅速关断，D6同时截止。下一周期将重复上述工作过程。

带有反偏驱动电路的工作原理如下：当V4导通时，GTR也导通。通过加速电容C2的比较大的充电电流向GTR基极提供过驱动电流，**电流仅受R11阻值限制。充电结束后，进入导通阶段，GTR的基极电流由R11、R12和D8共同决定，此时C2充有左正右负的电压。当V4关断V5导通时，电容C2经V5的C?E结→D10→D9→C2放电。GTR的反偏电压等于D10的导通压降，约为0?7V左右，使GTR迅速截止。
3.3保护电路工作原理
在正常工作过程中，由于D6导通，使VB=VCE；若GTR发生过载或其它原因退出饱和状态，使VCE上升到VB=VCE 
3.4驱动电路的器件要求
首先对光电耦合器的要求是高速型光耦。这是因为对于桥式逆变电路，同一桥臂的上下两个互补的控制信号之间应当设置死区时间tΔ（15～20μs之间），因普通光耦开关时间较长，一般在（4～6μs）之间，而后级驱动的延迟时间长达10μs左右，而且可能出现开通与关断时间不等的现象，使正常的死区时间得不到保证。为了能安全可靠地工作，必须选用高速型光耦，并把后级驱动总延迟严格限制在5μs以内。例如图2中选用高速型光耦6N137就能满足系统的要求。
其次对光耦的要求是具有较强的抗干扰能力。这是因为在GTR的开关转换过程中，P点的电位是发生跳变的（图3）。如GTR1导通或D1续流时，P点与M点等电位；而GTR2导通或D2续流时，P点又与N点等电位。P点电位的跳变速度由二极管反向恢复时间决定。对于中小功率三相异步电机变频器，P点的dv/dt将达到每秒数千伏。若光耦抗干扰能力不强。P点电位的跳变将会通过光耦内部寄生电容耦合，在驱动电路中形成干扰脉冲，致使GTR发生误动作而不能正常工作。

4结语
驱动电路是GTR安全工作的基础，精心设计驱动电路，精心选择驱动电路元器件和参数，是保证整机可靠运行的一个重要环节。近年已广泛采用这类专用模块驱动电路，（如UAA4002），使GTR的工作更加安全可靠。实践证明，本文设计的这套带反偏压自适应驱动电路结构简单，性能可靠，能满足采用GTR逆变器的一般驱动要求。在材料保护领域，等离子体表面处理、阳极氧化、微弧氧化、脉冲电镀等新技术正在国内兴起。工业生产需要的特种电源以大功率正负脉冲电源为**的一种。电源的研制过程中，绝缘栅双极型晶体管(IGBT)始终是功率开关器件的**。他集MOSFET的输入阻抗高、驱动容易、开关速度快、无二次击穿和GTR的通态压降低、高压大电流化容易等优点于一体，是目前脉冲电源中的主要功率开关器件。IGBT的可靠工作是脉冲电源可靠工作的基础，在对IGBT的保护中，过流保护是关键技术之一，脉冲电源能否稳定、可靠地工作，很大程度上取决于过流检测保护电路设计的优劣。

1　典型控制方案
    1．1　IGBT的失效机理
　　IGBT在短路和过流时，如不迅速加以保护就会导致器件失效，其主要原因有：超过热极限、发生擎住效应、器件过压击穿等。
(1)超过热极限　器件短路时的功耗将导致器件芯片温度迅速上升。若温度超过250℃，由于芯片材料硅的本征化将会导致IGBT迅速热击穿而损坏。
    (2)发生擎住效应　IGBT结构上存在寄生晶闸
管，在极大的短路电流下关断IGBT时极易发生动态擎住导致器件损坏。
(3)器件过压击穿　大电流下关断IGBT时极大的dI/dt在回路电路中产生的关断电压尖峰有可能使IGBT因雪崩击穿而损坏。
    1．2　IGBT的特性曲线
　　图1是IGBT短路时的输出特性。他说明IGBT的短路电流I_sc随电源电压V_CC增加而增加，同时也随栅极驱动电压V_GE增加而增加，因此栅极驱动电压V_GE的幅值不宜过大。

　　图2是IGBT的允许短路时间t_SC，短路电流I_sc与栅极驱动电压的关系，由图2可知，当IGBT短路时，及时减小V_GE可以使I_SC减小和延长。　

　　图3是IGBT的饱和导通压降V_CES和集电极电流I_c的关系。该图表明，V_CES和I_c近似成线性关系，因此，可以通过检测集电极电位来判断IGBT是否过流。

    1．3　常用检测电路
　　根据以上IGBT的3个特性曲线，利用通过检测集电极饱和压降来判断IGBT是否过流这一原理，可以派生出很多检测电路，文献［1～3］中均有介绍。其中较为常见的电路如图4所示^［1］。

　　此电路由一比较器实现。图4中D为高反压**恢复二极管，电位器W用于调整V_＋。当管子正常导通不过流时，V_ce＋V_d(V_d为二极管D的正向导通压降)低于V_＋，比较器输出高电平；当发生过流时，I_c急剧增加，使V_ce上升很多，有V_ce＋V_d高于V_＋，比较器输出低电平，通过光耦产生过流保护信号(低电平有效)。
虽然通过检测其集电极电压来判断IGBT工作电流是否过大的方法**直接，但在电路设计时遇到2个问题：
(1)IGBT通态时，V_ce只有几伏电压，IGBT关断时，V_ce却有几百伏电压，相差如此大的检测信号怎样协调统一。因检测电路直接与控制电路相连，所以不希望有强电信号进入，以免干扰和冲击控制电路。
(2)由于IGBT管在**大电流能断状态下工作，要求检测电路输入阻抗高，输入电容小。鉴于以上两点，选择舍弃通过检测集电极电压来判断IGBT工作电流是否过大的方法，而考虑在主回路上直接进行检测。

2　双重保护控制电路
    2．1　主电路原理图
主电路为载波电路，如图5所示。

　　图5中I₁，I₂为采样电流，V₁，V₂为采样电压。I₁，V₁分别为正向电流和正向电压；I₂，V₂分别为反向电流和反向电压。
    2．2　控制系统原理图控制电路如图6所示。
　　图6中LM358为反向放大器，LM324为比较器，PT为保护电路的控制信号(高电平有效)。这里，比较器选择的依据是：由图2中IGBT的驱动栅压V_GE与I_sc和允许过流时间t_sc的关系知，当V_GE＝15 V时，该器件承受250 A的过流冲击时间仅为5μs。如果在过流开始时，将栅压降低到10 V，则承受过流的时间可延长到15μs，并且过流幅值也由原来的250 A下降到100 A。当然，由于V_GE的降低，将导致IGBT导通压降升高，这将使管子的瞬时热损耗急剧增大。为了防止热损坏，这个时间应足够短，不允许因此而引起热损坏。事实上，过流保护电路的整个响应时间通常小于10μs。因此，选用廉价的LM324基本可以满足设计要求，他的具体指标如下：单电源供电，工作电压3～ 30 V，输入失调电压低于5 mV，输入到输出传输时延5μs，100 dB带宽大于1 MHz。

    2．3　实现功能
    这里以反向采样电流I₂这一支路为例进行说明。　
    采样电流I₂经LM358反向放大后在1脚输出，这里分别记LM358的管脚1，2，3，5，6的电压为V₁，V₂，V₃，V₅，V₆，从图中显然有V₁＝V₂＝V₆。这里V₃为瞬时过流保护控制点，V₅为持续过流保护控制点。
当V₂＜V₃时，即没有过流信号出现，此时比较器1脚，7脚输出高电平，D1，D2截止，控制电路不工作。　　
    当V₃＜V₂＜V₅时，即有瞬时过流信号出现，比较器1脚输出低电平，7脚仍是高电平，D1导通，D2截止，即只有**级比较起作用，此时，Q1，Q5导通，LED发光，PT为高电平，启动保护电路。在这种情况下，主回路每瞬时过流一次，LED便亮一下，而后熄灭。也就是说，当过流信号介于比较点V₃和V₅之间时，可以实现过流一次保护一次的功能。
当V₂＞V₅时，即有持续过流信号出现(如短路时)，比较器1，7脚为低电平，D1，D2导通，两级比较都起作用，但起决定性作用的还是第2级比较。因为Q2，Q3组成可控硅式结构，当D2导通后，相当于给“可控硅”一个触发信号，Q3马上导通，紧接着Q2也导通，则有LED发光，PT为高电平。此时，即便取样电流I₂恢复正常，D1，D2截止，但Q3与Q2仍是导通的，LED一直发光，PT一直处于高电平状态。这也就是说，当过流信号大于短路电流保护控制点V₅时，可以实现短路后长期保护的功能。
控制电路中D4的作用是：由于PT外接保护电路，电路中的导线上存在着分布电感，而分布电感上的电流又会反向加在Q2，Q3上，导致Q2，Q3的损坏，故在此加上一个二极管，缓解导线分布电感上电流对开关的冲击。
当检测到瞬时过流信号时，可以通过延时关断一个周期的驱动信号，随后恢复之，进行保护；当检测到短路信号时，可以通过慢降栅压技术^［4］来关断IGBT，从而进行保护。对于正向取样电流I₁工作原理的分析与反向电流I₂相同，在此不加赘述。
    2．4　需要注意的问题
　　(1)电路中要求放大器LM358放大100～200倍，并且他存在失调电压，通常是10 mV左右，而待放大的信号也是很微弱的，一般情况下有几十个mV，但不能排除输入信号低于10 mV的情况。当这种情况发生时，可以在放大前先给输入信号叠加一个10 mV左右的信号以抵消失调电压的影响。如果实际应用中需要稳定性更好、精度更高、放大倍数更大的放大器，则可将LM358换成有正负电源供电的TL082。
(2)在实际应用中，发现比较器LM324的响应速度还是不理想的，对于频率更高，功率更大的脉冲电源，建议使用NJU7119(单电源CMOS比较器，工作电压1．8～5．5 V，工作电流100 mA，输出能驱动TTL，CMOS和各种电压电平，输入失调电压低于7 mV，传输延迟时间(t_plh/t_phl)为160/70 ns)或AD53519(双超快电压比较器，有很强的输入保护，输入到输出传输时延300 ps，差分ECL兼容输出，差分锁存控制，3．0 dB带宽大于2．5 GHz，输出端上升/下降时间为150 ps)。
(3)Q1和Q3的基极和发射极间的电阻选取很重要，也就是R₃和R₂₂的阻值是严格要求的，他们和比较点输出电压(如LM324的1脚和7脚)有密切联系。因为比较器和三极管的供电电压是一样的，而电路要求比较器输出的高电平VH与二极管管压降之和一定要大于Q1和Q3的基极电压VB，即：VH＋VD＞VB，所以可以根据实际需要来选择R3和R22的大小。

3　实验与结论
　　在本所自行研制的30 kW微弧氧化用正负脉冲电源中，此控制电路起到了很好的监测和控制作用，对于瞬时过流和短路情况的发生，都能给予及时的识别和相应的保护。经过长时间的运行和现场工艺的特殊要求，本设备完全能够应付各种过流现象的产生，确保电源安全可靠工作。
    本文介绍的避开检测集电极电位来判断IGBT是否过流的方法，改用直接检测主回路分流器上电流来判断和控制过流，实现电路简单，成本低，可靠性高，动态性能好，已用于脉冲电源的控制单元。